ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НА IGBT ДЛЯ ИНДУКЦИОННОГО НАГРЕВА

Поляков В.Д., Чаколья Э.
Московский энергетический институт (Технический университет)

В настоящее время для индукционного нагрева широко используются два типа генераторов: тиристорные инверторы (ТИ) и высокочастотные ламповые генераторы (ЛГ). ТИ, применяемые в диапазоне частот до 10 кГц, обладают удовлетворительным к.п.д.. Однако, относительно большие времена переключения тиристоров, ограничивают применение ТИ на повышенных частотах. ЛГ, в отличие от ТИ, не имеют ограничения в частотах. Главным недостатком ЛГ является ограниченный срок службы, который составляет обычно до 6000 рабочих часов, в зависимости от условий эксплуатации. С другой стороны лампа элемент с низким к.п.д. (никогда не выше75%), что снижает общую эффективность генератора. На практике эффективность классических ламповых генераторов равна 50% [1].
С появлением силовых транзисторов, выполненных по МОП-технологии (MOSFET и IGBT) появилась возможность создания на их базе мощных высокоэффективных генераторов, обладающих значительными преимуществами по сравнению с теми, которые построены на электронных лампах и тиристорах. Этот новый тип генераторов с расширенным частотным диапазоном от 10 кГц до 200 кГц позволяет заменить электронные ламповые генераторы. Наиболее важными преимуществами таких генераторов по сравнению с ламповыми являются более высокий к.п.д., и срок службы, уменьшенные масса и габариты.
На кафедре промышленной электроники московского энергетического института был разработан генератор для индукционного нагрева на IGBT, предназначенный для работы на частотах до 50 кГц [2]. Упрощенная электрическая схема устройства приведена на рис. 1. Генератор выполнен на базе инвертора тока. Инвертор содержит входной реактор и мост на мощных IGBT. В цепь переменного тока инвертора включен параллельный резонансный контур, состоящий из компенсирующего конденсатора и индуктора. Для исключения отрицательного напряжения на транзисторах последовательно с каждым из них включен частотный силовой диод. Питание инвертора осуществляется от трехфазной сети через неуправляемый выпрямитель. Регулирование мощности производится ключом на IGBT. Генератор содержит схему автоматической настойки частоты, позволяющей работать в широком диапазоне изменения нагрузки с малыми потерями мощности.
Выбор схемотехнического решения был продиктован следующими соображениями. Использование диодного выпрямителя и быстродействующего ключа вместо управляемого тиристорного выпрямителя дает возможность иметь высокий коэффициент мощности (до 0,95) во всем диапазоне регулирования, повышенные динамические показатели, уменьшенные массу и габариты входного реактора инвертора. Отсутствует специальное устройство для запуска инвертора тока. Транзисторный ключ обеспечивает надежный пуск инвертора и быструю защиту в аварийных ситуациях. Отсутствует циркуляция реактивной мощности внутри инвертора, соответственно, низкие потери мощности в транзисторах инвертора. Малые потери при передаче энергии по гибкому кабелю до резонансного контура.
Схемная реализация генератора отличается от аналогичных разработок известных фирм, например, G.H. INDUSTRIAL S.A., выпускающей серию генераторов с мощностями в 50, 75, 100, 150 и 200 кВт и частотами от 15 кГц до 150 кГц на основе транзисторных инверторов тока. В генераторах этой фирмы для регулирования мощности используется тиристорный выпрямитель, а управление инвертором производится автоматическим поддержанием рабочей частоты выше резонансной [1].
Особенностью представленной на рис.1 схемы управления частотой является переключение транзисторов инвертора в момент достижения напряжения на компенсирующем конденсаторе нулевого значения (выходной ток и напряжение имеют нулевой фазовый сдвиг при всех возможных изменениях нагрузки). Такое оптимальное управление позволяет предельно снизить установленную мощность транзисторов инвертора и динамические потери мощности в них. Временные диаграммы токов и напряжений в инверторе для этого режима приведены на рис. 2.

Рис. 1.

Система управления частотой работает следующим образом. Сигнал с датчика напряжения ДН поступает на устройство контроля УК, формирующее импульсы в момент достижения выходным напряжением порогового значения близкого к нулю. Эти импульсы поступают на частотный импульсный модулятор ЧИМ, синхронизируя его работу. Для обеспечения запуска инвертора частота генератора, определяемая сигналом задания Uf, устанавливается выше собственной частоты резонансного контура. Генератор управляет распределителем, формирующим управляющие сигналы драйверов транзисторов инвертора.
Мощность, передаваемая генератором, контролируется цепью обратной связи ОС, сравнивающей опорный сигнал с сигналом пропорциональным выходной мощности, снимаемым с блока умножителя БУ. На вход БУ поступают сигналы с датчика тока ДТ и датчика напряжения ДН. Выход ОС управляет ШИМ-модулятором, управляющее напряжение с которого подается на драйвер транзисторного ключа VT1. Напряжение задания Uз поступает на вход ШИМ-модулятора через схему плавного пуска.
Блок управления ключом VT1 содержит также узел ограничения напряжения УОН и узел ограничения тока УОТ. В УОТ используется позиционное слежение за амплитудой тока. В УОН реализовано слежение за интегралом импульса напряжения на периоде модуляции. Сигналы с УОТ и УОН, поступающие на ШИМ-модулятор, определяют момент запирания VT1 в режиме ограничения напряжения или тока.
Для отслеживания аварийных ситуаций и автоматического повторного пуска служит блок защиты БЗ. На вход схемы совпадения СС (логическая схема "И") БЗ поступают сигналы прерывания с драйверов IGBT при возникновении токовых перегрузок и снижении напряжения питания, с узла слежения за напряжением УСН при превышении амплитуды выходного напряжения установленного значения и с узла слежения за температурой УСТ при превышении температуры охладителя заданного значения. При наличие запрещающего сигнала на любом из входов СС происходит прерывание работы ШИМ и ЧИМ модуляторов и выдается сообщение об аварийной ситуации. После снятия сигнала запрета через заданное время производится автоматический повторный пуск. Контролируется определенное число прерываний по каждому из каналов. Превышение их количества на заданном промежутке времени система управления останавливает работу генератора.
Для расчета параметров реактивных силовых элементов и выбора силовых полупроводниковых элементов генератора были использованы приведенные ниже результаты математического анализа эквивалентной схемы генератора (см. рис. 3).

Рис.2


Рис.3

Из эквивалентной схемы генератора видно что, мощность передаваемая нагрузке, равна , (1)
где In-амплитуда n-гармоники тока индуктора, - действительная часть полного сопротивления контура, - частота инвертирования.
Для идеально сглаженного входного тока инвертора (мгновенное и среднее значения тока равны) амплитуда n-гармоники выходного тока i0 инвертора определяется выражением , если n = 1,3,5... и
In= 0, если n = 0,2,4... (2)
Для добротности контура Q >>1, (3)
, (4)
, (5)
где - собственная частота резонанса, R - эквивалентное сопротивление нагрузки, - мнимая часть полного сопротивления контура.
С учетом (2), (3), (4) выражение (1) принимает вид
(6)
Для рабочих частот близких к резонансной () и n=1
, или
= U*I*cos j =, (7)
где U - действующие значение напряжения на выходе инвертора (на компенсирующем конденсаторе и индукторе), I- действующие значение выходного тока инвертора.
С другой стороны выражение для мощности, передаваемой в нагрузку, можно записать как P = n1*UI= n2*Ud*Id , (8)
где n1 - к.п.д. инвертора, n2 - к.п.д. преобразователя без учета выпрямителя, Ud - напряжение на выходе выпрямителя, Id - среднее значение выходного тока выпрямителя, U - cреднее значение напряжения на входе инвертора.
Учитывая, что согласно (2)
, (9)
и решая совместно (7) и (8) получим выражение
, (10)
связывающее входное и выходное напряжение инвертора. Приведенные выше формулы являются базовыми для приближенного расчета преобразователя частоты, исходя из требований нагрузки, и соответствуют всем возможным режимам работы. То есть, рабочая частота может быть как выше (w > w 0), так и ниже резонансной (w < w 0), что соответствует работе с отрицательным (j < 0) и положительным (j > 0) фазовым углом сдвига между выходным током i0 инвертора и напряжением u0 на нагрузке. Для нашего случая фазовый сдвиг равен нулю (j =0), что соответствует работе на частоте равной резонансной (w =w 0), поэтому в формулах (4), (7) cos j = 1.
Обычно характеристики нагрузки известны. К ним относятся параметры индуктора (индуктивность L и эквивалентное сопротивление R и ток индуктора на рабочей частоте f, соответствующей передаче номинальной или максимальной мощности Р, либо задана сама мощность. В качестве характеристики индуктора может быть также использован коэффициент мощности нагрузки, определяющий параметры индуктора на заданной частоте. Поскольку все перечисленные выше параметры связаны между собой известными соотношениями, можно для проведения расчета преобразователя ограничиться тремя - L, f и Р. При этом порядок расчета следующий:
1. Емкость С компенсирующего конденсатора определяется из условия работы на резонансной частоте w 0.
2. Напряжение U0 на компенсирующем конденсаторе рассчитывается по (10) исходя из максимального использования источника питания по напряжению, но с учетом минимально возможного напряжения на выходе выпрямителя, которое связано с выходным напряжением ключа VT1 (входным напряжением инвертора) соотношением
, (11)
где f1 - частота работы ключа, tп- время проводящего состояния ключа.
3. Входной ток инвертора рассчитывается по формуле (8).
4. Значение индуктивности входного реактора инвертора приблизительно можно вычислить исходя из ограничения максимально допустимой амплитуды тока ILm по известной формуле [3]
, (12)
Пульсирующее напряжение на входе инвертора заменяется на его среднее значение. При f1< < f такая замена не приводит к значительной погрешности, поскольку сказывается инерционность процессов в реакторе.
5. Выходной ток выпрямителя вычисляется по формуле (8) для минимально возможного значения напряжения сети.
6. Расчитываются режимы работы силовых полупроводниковых приборов преобразователя по току и напряжению. Осуществляется предварительный выбор приборов. Затем, после расчета потерь мощности и тепловых режимов, уточняется тип приборов с учетом выбранной системы охлаждения.
Далее проводится уточненный расчет с использованием программ схемотехнического моделирования, либо параметры уточняются непосредственно в процессе исследования макета генератора.
Разработка высокочастотного генератора проводилась по заказу физико- технического института (ФТИ) им. А.Ф.Иоффе г. С-Петербург. Генератор предназначен для системы индукционного нагрева в составе установки по выращиванию слоев карбида кремния методом газофазной эпитаксии. Система нагрева графита обеспечивает регулирование температуры в диапазоне 1500-1800 0С в зоне реактора, продуваемого водородом и плавный выход на режим в течение 10-20 минут.
В соответствии с техническим заданием, в котором были заданы параметры индуктора и электрические параметры режима (номинальная мощность 8 кВт, частота 20-50 кГц ), изготовлен генератор с максимальной мощностью 10кВт, который успешно эксплуатируется в ФТИ с 1997 года. Размеры генератора 200х330х500 мм, вес - 16 кГ. Охлаждение принудительное воздушное. Индуктор и компенсирующий конденсатор конструктивно выполнены в виде отдельного узла, входящего в состав нагревательной установки. Этот блок подсоединяется к генератору с помощью гибкого кабеля. Поскольку частота относительно невысокая (до 50 кГц) были использованы IGBT, имеющие более низкую стоимость чем МДП-транзисторы, применение которых целесообразно на более высоких частотах. Инвертор и ключ реализованы на транзисторах CM50DY-24H фирмы MIТSUBISHI. Для их управления использовались драйверы М57962L той же фирмы. Силовые высокочастотные диоды - BYP303 (1200 B, 65 A) SIEMENS.


ВЫВОДЫ
1. Реализация генератора по схеме "неуправляемый выпрямитель - импульсный регулятор постоянного тока - инвертор тока" обеспечивает высокий коэффициент мощности во всем диапазоне регулирования, плавный пуск, регулирование и эффективную защиту преобразователя.
2. Применение инвертора тока позволяет исключить протекание больших реактивных токов через полупроводниковые приборы и дает возможность транспортировать энергию до индуктора с минимальными потерями. Мягкое переключение транзисторов инвертора обеспечивает минимальные динамические потери мощности в них.

Литература
[1] J.E. Dede, J.V. Conzalez. High Freguency Generator for Induction Heating. PCIM EUROPE. May/ June 1991. C. 160-165.
[2] Булатов О. Г., Поляков В. Д., Чаколья Э. Высокочастотный преобразователь для индукционного нагрева // IV ежегодная междунар. науч.-техн. Конф. студентов и аспирантов "РАДИОЭЛЕКТРОНИКА ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭНЕРГЕТИКА". Тез. докл. М.: Издательство МЭИ, 1997. С 175-176.
[3] Безниекс Л.В. Импульсные преобразователи постоянного тока. М., "Энергия",1974.